KT88pp 制作奮戦記その42019年12月09日 12時56分46秒

今回のアンプの設計仕様のポイントは以下の通りである。
1)初段から終段までバランス回路とする。
2)出力トランスの高域特性を改善するためにNFBを2次側からかける。
3)初段と終段を直結することで、カップリングCを排除する。

以下、これを実現するために試作段階で遭遇したトラブルについてまとめる。

トラブル一覧表

1)出力トンスの2次側の処理について

2次側をGNDから浮かせてはならないことは知っていた。それで回路としてはNFBの抵抗を介し、初段のバイアス電圧部で2次側出力がGNDにつながるように設計した。
ところが、KT88のアイドリングを上げていくと発振し、最初は原因がつかめず迷走するも、結論として2次側がGNDから「浮いている」ためと判明。
先人の知恵を拝借すると、バランス回路では4Ω端子をGNDに落とすケースと、100Ω程度の抵抗で0Ωと8Ω(もしくは16Ω)をGNDに落とすケースとがあることがわかった。Dynacoトランスは4Ω端子があるのでこれをGNDに落とせばシンプルに解決するはず。しかし、シミュレーションしてみるとなぜかひずみ率が悪化するとの予想。
手持ちの関係から最初は510Ωで試してみるとIp=25mA以上で発振してしまう。結局、270Ωで安定することがわかった。(前回掲載の基板には510Ωのときのものが写っている)

2)MOSFETの温度特性

当初、定電流回路にDN2540を使うことにしていた。ところが試作してみるとスイッチオンの後のドリフトが大きく、プレート電流が大きく変動し、全く実用にならない。
TL431のような温度補償された定電圧素子を使えば解決するであろう。しかし、できるだけ手元にある部品を使いたいとの主旨から結局サブミニチュア真空管7963に登場願った。結果、ドリフトは実用範囲に収めることができた。

3)初段の高域特性が極端に低くなる現象

初段はカスコード増幅回路を構成しているので出力インピーダンスがかなり高い。しかし、KT88と直結させても周波数特性にはさほど影響が出ないだろうと踏んでいた。
ところが測定してみると予想以上に高域が早く落ちてしまう。当初ほかに何か原因があるのではないかと悩んだが、結局KT88の入力容量が影響しているとの結論に至った。
となると対策は、カソードフォロワーかソースフォロワーを入れるしかない。実機では、定入力容量のMOSFETであるLND150を使うことにした。小さな部品なので基板に実装しやすかったことも決め手となった。
NFBをはずしてKT88のグリッド部分の周波数特性を測定すると、-3dBポイントは200KHz以上となり、満足できる結果となった。

以上のトラブルは、ベテランの方々から見れば設計段階ですぐに見抜ける程度の話であろう。しかしNFBをかけて出力トランスを使った真空管アンプのノウハウは皆無に近い私には、貴重な体験であった。
今回のことをとおして、「本物の知識は痛い目に遭わないと身につかない」、言い換えれば「身銭を切らなければ自分のものとならない」との真理を改めて学ぶ機会となった。

昨今はネット検索で手軽に情報を手に入れられるたいそう便利な世の中になったが、本物の知識を蓄えている人がどれだけいるのか、老婆心ながら心配になってくる。

KT88pp 制作奮戦記その32019年12月09日 12時20分13秒

KT88ppのエージングが進むうちに音がこなれてきて、当初キンキンと妙にうるさかったり、低音域も団子状になってさえなかったのがだいぶ様になってきた。

一方、課題も見えてきた。右チャンネルの初段に使っているE88CC(Siemens)が不定期にノイズを出す。また両チャンネルともに、ツイーターに耳を近づけるとシャーというノイズがやや多い。このe88ccは数年前に4本ペアで中古で手に入れたもの。

実はアンプを組み終えて調整に入るときに、この真空管がトラブった。1本は指でたたくと盛大にアイドリングが変動してしまいNG。もう1本は、双極管の偏差が大きすぎてホットとコールドのバランスが全くとれず、これもNGに。残った2本でやっと完成にたどり着く始末。
直結式は初段の安定度が命なので、相当よいものを使わないとKT88を一瞬にして召天させかねない。白状すると、実際に2本を召天させてしまった(涙)。
その点、Circlotronに使っているWE420Aはすばらしい。一度出力電圧をゼロポイントに調整すると、スイッチオンからのドリフトは極小で、これにはいつも驚かされる。

もう一つの課題は、少々ハムが多いこと。あまり能率の高くないYAMAHAのブックシェルフスピーカNS10-PROでさえもハムが聞こえる。原因はわかっていて、マイナス電源のリップルを抑え切れていないためである。これは近々対策予定。

さて、一度作ったものは時間とともに記憶がこぼれ落ちていく。自分が何をしたのか備忘録代わりに、基板の表面と裏面を載せておく。 まずは表面から。
基板の真ん中ではちまきをしているのは2N4403。温度差があるとホットとコールドのアイドリング電流がずれてしまうので、一応熱結合してある。
そのはちまきの上側と下側にそれぞれ二個ずつ見えるのがNFBとして使っているVishayのVAR 抵抗で、KT88ppの実力を追求するためにこれを使うことにこだわった。

次に裏面。
基板の真ん中あたりに見える水色のワイヤーはヒーター線である。いつものとおりに、何度も回路を修正したので最適な配置とはなっておらず、ジャンパーが何本か見える。

KT88pp 制作奮戦記その22019年12月06日 21時23分03秒

まだエージンが始まったばかりなので、本領発揮はまだ先。調整中に故あって KT88を2本を壊してしまい、一週間前に新たに1ペア購入したばかりなので、それもあってエージングには余計時間がかかる。

写真はKT88のプレート電流を調整しているところ。回路図でおわかりの通り、初段と終段は直結である。半導体は温度の影響を受けやすく特性が無視できないほど変化する。そのためアイドリング電流は結構変動する。これをいかに小さくするかが今回の課題の一つになった。とにかく実用範囲には収めたつもりだが、、安全を考えるなら直結は止めた方が良いというのが正直な感想。

次に矩形波入力時の出力。f=10KHz, 負荷は8Ω。
-3dBポイントは29KHz。NFBをかけているのに、高域が伸びないのは明らかに出力トランスの影響である。
NFBをはずして初段だけの周波数特性を測定すると、200KHzを超えている。これはプローブの容量(18.5pF)の影響を受けた結果なので、実際はもっと高いだろう。
負帰還をかけているので位相補償が必要と思っていたが、補償なしでもリンギングが見えない。

KT88pp 制作奮戦記その12019年12月04日 22時33分30秒

前回8月27日付の記事で掲載した暫定版の回路で作ってみたのだが、いつものことながら一筋縄ではいかず、一難去ってまた一難の連続。やっと本日、完成の日の目を見た。

まずは最新版の回路図を公表。まずは増幅部から。

次に定電圧回路部。

そして電源回路。

実機近影。

カスコード増幅回路を考察する2019年08月28日 10時50分17秒

休暇の最終日。普段なかなか手をつけられないでいた宿題を片付けておこう。

Tube CAD Journalに、2016年4月30日のの日付でカスコード増幅回路に関する非常に興味深い記事が掲載されている。まずは下の回路をご覧いただく。(出典 Tube CAD Journal)

左側は、真空管とトランジスタで構成されたカスコード増幅回路であることに異論はない。では右側の回路はどうか。このサイトの管理人であるJohn Broskie氏によれば、シミュレーションによってPSSR、出力インピーダンス、ひずみ率ともに全く同一で差がなかったと報告している。
しかしながら同氏は、出力される位相が180°違うことを根拠に、この二つの回路を同じ名称で呼ぶべきではなく、右側回路についてはRetrograde-Cascodeと呼ぶよう提案する。

どう呼ぶのかについてはいろいろ議論がありそうだが、右側もカスコード増幅回路の一種であることには間違いなさそうである。問題は、ではカスコード増幅回路の本質は何であって、右側回路はどのようにしてその本質が実現されているかである。

ある方が右側回路を見て、これはカソードフォロワーの変種ではないのかと述べたそうだが、それは誤りであろう。なぜならもしカソードフォロワーであるならカソード電圧は信号によって変化しなければならない。ところがこの回路ではPNPトランジスタによって固定されている。

実はそこにヒントがある。左側の回路を見るとプレート電圧はNPNトランジスタによって固定され、なおかつカソード電圧もコンデンサによって交流的に固定されいていると見なすことができる。すなわち、どのような信号が加わってもVp-k電圧が変動せず固定されている、これがカスコード増幅回路の定義であろう。

翻って右側回路を眺めてみると、プレート電圧は交流的に接地しているので固定されている。なおかつカソード電圧もPNPトランジスタによって固定されているので、立派にカスコード増幅回路の定義を満たしている。

John氏は1988年に次のようなアンプを作ったという。友人たちには散々なコメントもらったそうだが、今から見ると非常に先進的な回路である。(出典 Tube CAD Journal)
同様の回路を2015年頃に「単管ドライブアンプ」と称してK氏がMJ誌に発表しているが、あれは残念ながらオリジナルではなかった。
John氏は、NFBをかける際に出力電圧を注意深く反転入力側に戻し、カソード側にあるPNPトランジスタがカソード電圧を固定する役割に徹するようにしている(出力電圧を安定化させるためにサーボアンプの出力をベースに戻しているが、交流的にベースは接地されているとみなすことができる)。

このようなすばらしい開拓者に励まされて、KT88ppアンプの初段には右側回路を応用したカスコード増幅回路を採用した。
しかしそのままコピーというわけではない。まずは次のシミュレーション回路を見ていただく。
左側のCase1はカソード電圧を固定したカスコード増幅回路。この回路を維持しながらNFBをかけたいというところから検討が始まった。本来であればJohn氏のように反転入力側に出力を戻せば事足りる。しかしそうなるとどうしても入力インピーダンスが低くなり、汎用性が若干犠牲になる。

そこで考えついたのが、右側のCase3のようにPNPトラのベースにNFB電圧を戻す方法。しかしこうなるとPNPトラはもはやベース接地動作ではなくエミッタ接地動作とみなさなければならず、出力インピーダンスは低くなるとともに、ミラー効果も生まれるはず。そもそもこの回路は、6DJ8のカソード電圧が固定されていないのだから、カスコード増幅回路の定義を満たしていない。

「ものごとは二つと良いことはない。」これは心理学者であった河合隼雄氏の口癖であったようだが、今回もまさにそのとおりで、どこかで妥協点を求めることになる。
一つは、Case3のままでも得られるメリットが大きければよしとする案。もう一つは、Case3で生じた出力インピーダンスの低下を防ぐためにPNPトラに対してカスコード増幅回路を設ける案。それが真ん中のCase2である。

シミュレーションしてみると意外なことにCase3ががんんばっていて、歪み率だけ見ればCase3が優位にある。ただしカットオフ周波数はCase2にはかなわない。そこはきちんとカスコード増幅回路の効果が出ている。

この結果をどう評価するか。
部品点数の増加を抑えるならCase3を選択すべきだろう。ただし、KT88ppアンプはバランスタイプなので、ホット信号とコールド信号の対称性を問題にしなければならない。そうするとCase3のQ4トランジスタのマッチングが必須となる。表面実装部品ではかなり面倒な作業となる。

ところが、Case2ではQ2にかかる電圧を小さくできるので小信号トラが使える。回路図ではZTX560となっているが、ここはスルーホールの2N4403を使う。すでにマッチングしたものが引き出しの中にあるという理由と、もうひとつ、かつてMark LevinsonのJC-1DCに2N4403が使われていたとの理由からこれを採用した。もちろん製造プロセスは、エピタキシャル・プレーナである。

ちなみに、各回路の周波数特性は以下の通りとなる。
Case2において明らかにカスコード増幅回路の効果が認められ、Case1にNFBを施したときに得られる周波数特性に近似する。

結論。
KT88ppアンプの初段は、6DJ8から見れば純粋なカスコード増幅回路ではない。しかしCase2のQ2をカスコード増幅回路で構成することにより、Case1とほぼ同等の周波数特性を得ることができる。